Неприемлемое значение вероятности битовых ошибок для интерфейса е1

6.1. Определения коэффициента ошибок

6.2. Математическое выражение коэффициента битовых ошибок

6.3. Нормы на параметры ошибок систем передачи

6.4. Принципы построения измерителей ошибок

6.5. Техника измерения коэффициента ошибок

6.1. Определения коэффициента ошибок

Коэффициент ошибок – важнейшая характеристика линейного тракта. Он измеряется как для отдельных участков регенерации, так и для тракта в целом. Определяется коэффициент ошибок k_ОШ, по формуле:

k_ОШ = N_ОШ /N, (6.1)

где N – общее число символов, переданных за интервал измерения; N_ОШ – число ошибочно принятых символов за интервал измерения.

Измерение коэффициента ошибок носит статистический характер, так как получаемый за конечное время результат является случайной величиной. Относительную погрешность измерения в случае нормального закона распределения числа ошибок, что допустимо при N≥10, можно определить по формуле:

. (6.2)

Здесь — коэффициент, зависящий от доверительной вероятности результата измерений:

, (6.3)

где — обратная функция интеграла вероятности :

. (6.4)

Значение k_ОШ позволяет оценивать вероятность ошибки p_ОШ – количественную оценку помехоустойчивости. Область возможных значений оценки, в которой с заданной доверительной вероятностью будет находиться значение p_ОШ, определяется верхней (p_В) и нижней (p_Н) доверительными границами. При нормальном законе распределения числа ошибок значения p_В и p_Н определяются по формулам:

, (6.5)

, (6.6)

Очевидно, что точность оценок вероятности ошибки и коэффициента ошибки растет с увеличением N. Общее число символов цифрового сигнала, переданных за интервал измерения T, зависит от скорости передачи B: N = TB. Отсюда следует, что чем больше скорость передачи, тем быстрее и точнее можно оценить коэффициент ошибок.

6.2. Математическое выражение коэффициента битовых ошибок

Определим коэффициент битовых ошибок для реальных приёмников, которым свойственно наличие различных источников шумов. При этом будем считать, что приёмник принимает решение, какой бит (0 или 1) был передан в каждом битовом интервале путем стробирования фототока. Очевидно, что из-за наличия шумов данное решение может быть неверным, что приводит к появлению ошибочных битов. Поэтому, чтобы определить коэффициент битовых ошибок, необходимо понять, каким образом приемник принимает решение относительно переданного бита.

Обозначим через I₁ и I₀ фототоки, стробированные приемником в течение 1 и 0 битов, соответственно, а через s₁² и s₀² соответствующие шумы. Принимая, что последние имеют гауссовское распределение, проблема установления истинного значения принятого бита имеет следующую математическую формулировку. Фототок для битов 1 и 0 является выборкой гауссовской переменной со средним значением I₁ и вариацией s₁, а приёмник должен отслеживать этот сигнал и решать, является ли переданный бит 0 или 1. При этом существует много возможных правил принятия решения, которые могут быть реализованы в приёмнике с целью минимизации коэффициента битовых ошибок. Для значения фототока I этим оптимальным решением является наиболее вероятное значение переданного бита, которое определяется путём сравнения текущего значения фототока с пороговым значением I_п, используемым для принятия решения.

Рисунок 6.1. Функция плотности вероятности фототока принятых сигналов

Пусть при I ³ I_п принимается решение о том, что был передан бит 1, в противном случае – бит 0. Когда биты 1 и 0 равновероятны, что и рассматривается в дальнейшем, пороговый ток приблизительно равен:

(6.7)

Геометрически I_п представляет собой значение тока I, для которого две кривые плотности вероятностей (рис. 6.1) пересекаются.

Вероятность того, что I < I_п, т. е. вероятность ошибки при передаче бита 1, обозначим через Р_0,1, а вероятность решения для переданного бита 1, когда I ³ I_п при переданном 0, обозначим Р_1,0.

Пусть Q(х) обозначает вероятность того, что нулевая средняя вариация гауссовской переменной превышает значение х, тогда:

(6.8)

а

(6.9)

а

(6.10)

Можно показать [14], что BER определяется,

(6.11)

Очень важно отметить, что в ряде случаев эффективным является использование изменяемого в зависимости от уровня сигнала порога принятия решения, как, например, шума оптического усилителя. Многие высокоскоростные приёмники обладают такой особенностью. Однако более простые приемники имеют порог, соответствующий среднему уровню принимаемого тока, а именно (I₁ + I₀)/2. Такая настройка порогового значения дает большой коэффициент битовых ошибок, определяемый выражением [14].

(6.12)

Выражение (6.11) можно использовать для оценки BER, когда известны как мощность полученного сигнала, соответствующего битам 0 и 1, так и статистика шумов.

6.3. Нормы на параметры ошибок систем передачи

Битовые ошибки являются основным источником ухудшения качества связи, проявляющегося в искажении речи в телефонных каналах, недостоверности передачи информации или снижении пропускной способности передачи данных, и характеризуются статистическими параметрами и нормами на них, которые определены соответствующей вероятностью выполнения этих норм. Последние делятся на долговременные и оперативные нормы, первые из которых определяются рекомендациями ITU-T G.821 и G.826, а вторые – М.2100, М.2110 и М.2120, при этом, согласно М.2100, качество цифрового тракта по критерию ошибок делят на три категории:

• нормальное – BER < 10^-6;

• пониженное – 10^-6 ≤ BER < 10^-3 (предаварийное состояние);

• неприемлемое – BER ≥ 10^-3 (аварийное состояние).

Так как появление ошибок является следствием совокупности всех текущих условий передачи цифровых сигналов, имеющих случайный характер, то при отсутствии данных о законе распределения ошибок его отдельные элементы могут быть определены с определенной степенью достоверности только по результатам продолжительных измерений. В то же время на практике необходимо, чтобы значения параметров ошибок для ввода в эксплуатацию и технического обслуживания систем передачи основывались на достаточно коротких интервалах времени измерения. Исходя из этого, были определены следующие параметры ошибок [14]:

• секунда с ошибками (error second, ES) – односекундный интервал, содержащий хотя бы один ошибочный бит;

• секунда, пораженная ошибками (severely error second, SES) – односекундный интервал с BER ≥ 10^-3.

Данные параметры ошибок должны оцениваться в течение времени готовности (available time), отсчет которого начинается с первой секунды из десяти следующих друг за другом секунд, в каждой из которых BER<10^-3. ITU-T M.2100 регламентирует нормы качества (performance objectives, PO) на выраженные максимальным процентом времени параметры ошибок, которые зависят только от скорости передачи и приводятся для условного эталонного соединения (hypothetical reference connection, HRC/HRX/) длиной 27500 км. При этом нормы качества распределяются по участкам соединения соответствующей категории качества. В качестве эталонной модели такого распределения принимается участок высокой категории качества протяженностью 25000 км, которому присваивается 40% от общей нормы качества на параметры ошибок передачи точка-точка, что в пересчете на 1 км, дает 0.0016 %/км.. Остальные 4 участка (2 среднего качества и 2 с приемлемым качеством) длиной 2 х 1250 км расположены по обе стороны от центрального. Поэтому распределение, пропорциональное протяженности L км тракта высокой категории качества, будет определяться, как

A_L = 0.0016 · L %/км. (6.13)

Нормы качества на цифровые тракты и каналы подразделяются на настроечные и эксплуатационные, причем вводимые в эксплуатацию впервые или после проведения корректирующих действий они должны сдаваться по настроечным нормам качества, а в процессе эксплуатации должны соответствовать эксплуатационным нормам. Обычно [105] эксплуатационная норма представляется в виде эталонной нормы качества (reference performance objective, RPO)

RPO = A · T · PO, (6.14)

а настроечная, включающая запас на старение, используемая при вводе в эксплуатацию (bringing into service objective, BISO), определяется, как половина RPO, т.е.

BISO = RPO/2. (6.15)

Здесь PO – норма качества оцениваемого параметра, а T = 86400 с (одни сутки) – продолжительность измерений (количество односекундных интервалов).

Для анализа результатов, полученных в процессе измерений, используются также предельные значения S1и S2 норм (рисунок 6.2), которые соответствуют числу событий (ES,SES) и определяются, как:

S1 = RPO/2 – D и S2 = RPO/2 + D, (6.16)

где D = 2 — дисперсия оцениваемого параметра.

Рисунок 6.2. Предельные значения и условия ввода в эксплуатацию системы передачи

При соответствии результатов измерений норме S1 цифровой тракт может быть введен в эксплуатацию без всякого сомнения, а при превышении нормы S2 в обязательном порядке требуется повышение качества испытываемого цифрового тракта, т.е. должны быть проведены корректирующие действия с повторными измерениями. Если значение ES или SES лежит в интервале от S1 до S2, цифровой тракт может быть введен в эксплуатацию условно или временно с продолжением измерений в течение 7 суток. Данный подход к оценке качества цифровых систем передачи по параметрам ошибок позволяет сократить время измерений и получить норму цифрового тракта суммированием норм цифровых участков. При этом значения RPO, D, S1 и S2 выражаются в виде числа событий за установленный интервал времени, а не в виде процентов времени.

Для измерения коэффициента ошибок разработан ряд специальных BER анализаторов – измерителей коэффициента ошибок, включающих генераторы псевдослучайных и детерминированных последовательностей передаваемых кодированных символов, а также приемное оборудование, осуществляющее собственно измерение коэффициента ошибок. В случае посимвольного сравнения кодов измерение может быть выполнено с использованием шлейфа, т.е. путем измерения ошибок с одной оконечной станции при установке на противоположном конце шлейфа. Другой метод основан на выделении ошибок благодаря избыточности используемых кодов и используется для измерений от передающей до приемной сторон тракта или участка линии, т.е. когда выделение и фиксация ошибок производятся на ее приемном конце. Очевидно, что в первом случае требуется использование одного комплекта, а во втором – двух комплектов приборов. При этом измеренное значение коэффициента ошибок отражает качество передачи при прохождении сигнала в обоих направлениях и в каждом направлении соответственно.

6.4. Принципы построения измерителей ошибок

В зависимости от скорости передачи контролируемой системы передачи в анализаторе используются различные схемотехнические решения.

Рисунок 6.3. Генератор низкоскоростного BER анализатора

Низкоскоростной генератор тестовых кодов и детектор ошибок. Используемый в телекоммуникациях анализатор BER, состоящий [106] из генератора тестовых кодов и собственно анализатора ошибок, представлен на рисунках 6.3 и 6.4. Он предназначен для невысоких (до 200 Мбит/с) битовых скоростей, учитывая, что максимальные типовые скорости составляют 44.736 Мбит/с (DS3) в Северной Америке и 139.364 Мбит/с – за пределами Северной Америки.

PRBS с генератором кодовых групп, представленный на рис. 6.16, синхронизируется либо от источника тактового сигнала с фиксированной частотой (согласно G.703), либо от синтезатора, осуществляя тем самым изменение частоты синхронизации. В связи с этим использование данных средств требует задания некоторых определенных частот синхронизации и наличия возможности обеспечения их небольших смещений от ±15 до ±50 ppm. Для повторения тестовых кодов схема PRBS и генератор кодовых групп обычно имеют триггерную схему, управляющую либо выходным усилителем бинарных данных, который обеспечивает данные и данные с сопровождающим синхросигналом, либо выходную схему кодированных данных. Это позволяет создавать цикловую синхронизацию сигнала в соответствии с требованием, например, системы SONET/SDH. Кроме этого, данная схема способствует созданию соответствующего интерфейсного кода для эффективного восстановления тактовой синхронизации. Выходной усилитель обеспечивает необходимый уровень сигнала в соответствии со спецификацией электрического интерфейса, в том числе сигнала с чередованием полярности импульсов.

Рисунок 6.4. Низкоскоростной детектор ошибок

Детектор ошибок, показанный на рисунке 6.4, получает стандартный кодированный сигнал, восстанавливает генератор синхросигнала и устраняет кодирование для обеспечения бинарной даты и синхросигналов. Он обнаруживает любые нарушения алгоритма интерфейсного кода и посылает сигналы на счетчик ошибок, что составляет первый уровень процесса обнаружения ошибок. При работе с цикловыми сигналами приемник захватывает любой присутствующий элемент цикловой синхронизации, проверяет наличие цикловых ошибок и декодирует любые встроенные сигналы тревоги, или CRC биты, тем самым обеспечивая возможность измерения.

Наконец, бинарные данные и синхросигнал направляются на детектор ошибок и генератор эталонных тестовых кодов, которые проверяют полученный тестовый код бит за битом на предмет обнаружения логических ошибок. Временная база контролирует пропускание измерения для непрерывного, периодического и ручного режима. Накопленное количество ошибок обрабатывается для получения значения BER и анализа функционирования при наличии ошибок.

Высокоскоростной генератор тестовых кодов и детектор ошибок. На рисунках 6.5 и 6.6 показаны схемы [14] для 3 Гбит/с генератора тестовых кодов и детектора ошибок. Вследствие высокой битовой скорости генерация последовательных PRBS и кодовых групп на этой скорости не представляется целесообразной. Поэтому тестовые коды генерируются (рисунок 6.5) как параллельные 16-битные кодовые группы при максимальной скорости 200 Мбит/с, используя затем выполненные по биполярной технологии регистраторы смещения и высокоемкостную память. Высокоскоростные схемы обычно выполняются на основе арсенид-галлиевых логических схем, преобразующих параллельные данные в последовательный поток на скорости до 3 Гбит/с.

Согласно данной схеме, вход синхросигнала генерируется синтезатором частоты, согласующее устройство управляется через линию фиксированной задержки, а генератор тестовых кодов и выходной усилитель синхронизируются через схему дискретной и плавно изменяемой задержки, так что фаза синхросигнала/данных может изменяться как в положительном направлении, так и в отрицательном. Дискретные значения задержки составляют 250, 500 и 1000 пс, тогда как диапазон плавной задержки лежит в пределах от 0 до 250 пс с 1 пс инкрементом.

Корректор временной диаграммы, связанный с выходным усилителем, пересинхронизирует данные через триггер D типа для поддержания минимального фазового дрожания. Так как подобный тип тестового устройства обычно используется при проведении лабораторных измерений, выходные уровни синхросигнала и данных и постоянные смещения могут варьироваться для того или иного конкретного случая использования.

Детектор ошибок, показанный на рис. 6.6, имеет простое параллельное соединение, в связи с чем входы синхросигнала и данных проходят через схемы дискретной и плавной задержки, обеспечивая оптимальную настройку при обнаружении ошибок для любой фазы синхросигнала/данных. Действительно, путем настройки под контролем внутреннего процессора решающего порога и фазы синхросигнала условия функционирования детектора ошибок могут быть оптимизированы автоматически. Высокоскоростной демультиплексор преобразует последовательный поток данных в 16-битные параллельные кодовые группы наряду с поделенным на 16 синхросигналом. Параллельно соединенный генератор эталонных тестовых кодов синхронизируется с входными данными и осуществляет сравнение битов, поэтому любая ошибка фиксируется одним из двух счетчиков, первый из которых подсчитывает число ошибок, а второй – общее число битов. Процессор измерения обеспечивает анализ функционирования при наличии ошибок с разрешением до 1 мс.

6.5. Техника измерения коэффициента ошибок

Рассмотрим измерение коэффициента ошибок путем посимвольного сравнения и подсчета ошибочно принятых элементарных импульсов. Для этого вначале (перед измерением) на передающей станции с помощью оптического аттенюатора устанавливают заданный в технических условиях на аппаратуру линейного тракта уровень оптического излучения. Затем на передающем конце подключают генератор испытательных сигналов, а на приемном – измеритель коэффициента ошибок и, изменяя значения уровней средней мощности, измеряют коэффициент ошибок. Время измерения определяют в зависимости от скорости передачи, объема информации и значений коэффициента ошибок К_ошi (BER_i).

Коэффициент ошибок при заданном уровне оптического излучения вычисляют по формуле [14]

(6.17)

где

, , (6.18)

где и — погрешность и среднее значение коэффициента ошибок при пяти и более измерениях с интервалом 3 мин, соответственно, a — коэффициент, учитывающий наличие погрешности измерения при проведении n измерений.

Не все сетевые инженеры понимают влияние ошибок интерфейса на производительность сетей, базирующихся на протоколе TCP. И хотя это может не быть интуитивно понятно с первого взгляда, ошибки интерфейса способны оказывать ОЧЕНЬ БОЛЬШОЕ влияние. Недавно мы указали клиенту на некоторые интерфейсы с очень большим количеством ошибок, особо отметив тот факт, что линии с наибольшим процентом потерь, вероятно, пропускают очень мало полезных данных. Поэтому следует исследовать причину этих ошибок. Сначала заказчик не выглядел обеспокоенным, поскольку уровень ошибок был ниже 3%. Однако лично мы считаем, что частота возникновения ошибок более 0,001% уже должна вызывать беспокойство.

Данная статья основана на этом опыте и призвана проиллюстрировать влияние ошибок интерфейса на производительность сети.

Ожидаемая наилучшая производительность TCP/IP

Первый вопрос, который следует рассмотреть: «Какую максимальную производительность TCP/IP можно ожидать от канала Gigabit Ethernet в кампусе?».

Прежде всего, давайте посмотрим на необходимую для TCP буферизацию, которая является следствием задержки полосы пропускания (BDP). При использовании канала Gigabit Ethernet буферизация, необходимая принимающей системе для обеспечения максимальной производительности, представляет собой объем данных, который может передаваться между получаемыми подтверждениями приема (ACK). Пропускная способность гигабитного канала составляет 1000 Мбит/с. Если обмен данными происходит внутри кампуса, например, между сервером центра обработки данных и пользователем, время приема-передачи (время двойного прохождения, RTT) должно быть очень маленьким, скажем, 2 миллисекунды или 0,002 секунды. Итак, для гигабитного канала принимающая система должна иметь возможность буферизовать количество данных, равное произведению полосы пропускания на задержку:

BDP = 1000 Мбит/с × 0,002 секунды

BDP = 1000 Мбит/с (1 байт / 8 бит) × 0,002 секунды

BDP = 125 000 000 байт × 0,002 секунды

BDP = 250 000 байт

Если значение BDP меньше размера окна TCP, полоса пропускания тракта является ограничивающим фактором пропускной способности. Для канала Gigabit Ethernet значение BDP 250 000 байт больше, чем окно TCP по умолчанию, равное 32 000 байт (размер окна TCP по умолчанию), поэтому полоса пропускания тракта не будет ограничивающим фактором.

Если же размер окна TCP меньше необходимой для сохранения заполнения канала буферизации, механизм работы TCP влияет на максимальную пропускную способность. В этом случае передающая система отправляет данные всего окна TCP, ожидает подтверждения от получателя, а затем снова осуществляет передачу. Приложение не использует механизм окна отправки, который позволил бы TCP заполнить полосу пропускания канала. Новые данные можно отправлять только после получения подтверждения (ACK). Следовательно, максимальная пропускная способность, которая доступна для источника и получателя, представляет собой размер окна, деленный на время, необходимое для возврата подтверждения ACK (то есть время двойного прохождения). В этом случае лучшая пропускная способность, которой можно достичь — это размер блока (количество данных, отправленных в одно окно), деленный на время двойного прохождения или

Максимальная пропускная способность = размер блока / RTT

Максимальная пропускная способность в бит/с = [байт × 8 (бит в байте)] / RTT

Также следует рассмотреть еще один вопрос: «Какова максимальная пропускная способность канала GE в центре обработки данных?»

Для проведения данного расчета предположим, что приложение отправляет фрагмент данных размером 64 000 байт по нескольким сегментам TCP и ожидает получения подтверждения (ACK) перед отправкой следующей порции данных. Если обмен данными происходит внутри кампуса, например, между сервером центра обработки данных и пользователем, время двукратного прохождения (RTT) должно быть очень маленьким, возможно, 2 миллисекунды или 0,002 секунды. Поэтому максимальная скорость для передачи одного файла будет

64000 × 8 / 0,002 = 256000000 бит/с или 256 Мбит/с

Вывод: если время двукратного прохождения (RTT) составляет 2 мс, в кампусе возможна максимальная скорость канала Gigabit Ethernet около 256 Мбит/с.

Ожидаемая производительность TCP/IP с ошибками

Третьим рассматриваемым вопросом является: «Какое влияние на производительность TCP/IP на канале Gigabit Ethernet в кампусе оказывают ошибки?»

Примечание. Существует несколько потенциальных источников ошибок интерфейса, включая его отбрасывание при недостаточной для поддержки объема передаваемого трафика пропускной способности, неверно настроенные дуплексный режим и скорость, чрезмерную буферизацию на интерфейсах, неправильно настроенные каналы EtherChannels, а также неисправности кабелей или оборудования.

Сначала рассмотрим допустимую частоту ошибок. В соответствии со стандартами IEEE 802.3ab приемлемым для 1000BaseT коэффициентом битовых ошибок (BER) считается одна ошибка на 1010 битов.

Потеря 1 бита за 1 × 1010 бит/сек = потеря 1 бита на 1,25 × 109 байт в секунду

Если предположить, что средний пакет имеет длину 1000 байт, показатель BER для 1000BaseT будет составлять потерю одного пакета из 1,25 × 106 пакетов. В процентном выражении один потерянный пакет из 1,25 × 106 = 8 × 10-7 = 0,00008%. Это значение можно округлить и действительно ожидать в кабеле Gigabit Ethernet потери не более 0,0001% пакетов.

Примечание. Это пакет очень большого размера. Более распространенным средним значением пакета для предприятий, включая VoIP, скорее может быть размер от 300 до 450 байт. Однако размер пакета 1000 байт был выбран для упрощения расчетов.

Однако потеря пакетов в каналах TCP может происходить и из-за проблем с производительностью и конфигурацией серверов и сетевых устройств. Из-за того, что пакеты теряются и их необходимо передавать повторно, производительность TCP снижается. Фактическое влияние потерь на максимальную пропускную способность определяется уравнением Матиса:

Максимальная скорость в бит/с < (MSS/RTT) × (1/квадратный корень (p)),

где

• MSS = максимальный размер сегмента в байтах
• RTT = время двойного прохождения (приема-передачи) в секундах
• p = вероятность потери пакета

Обратите внимание, что эта формула включает константу со значением, равным приблизительно 1, преобразующую байты в биты… Эта формула известна как уравнение Матиса из статьи 1997 года под названием «The Macroscopic Behavior of the TCP Congestion Avoidance Algorithm» (Очевидные особенности алгоритма предотвращения перегрузки TCP).

Теперь мы можем применить уравнение Матиса к рассматриваемому в примере каналу GE. Для MSS используем значение 1460 байт, так как такой объем данных умещается в один пакет TCP (когда MTU (максимальный блок передачи) сетевого оборудования составляет 1500 байт). Предположим, что приложение будет передавать блок данных размером 1460 байт и перед отправкой следующих данных ожидать подтверждения (ACK). Поскольку подобный обмен данными происходит внутри кампуса, снова предположим, что значение RTT составляет 0,002 секунды. Таким образом, максимальная скорость передачи одного файла со стандартным значением BER для кабеля 1000BaseT с потерями 0,0001% будет:

Максимальная скорость в соответствии с уравнением Матиса в бит/с < (MSS/RTT) × (1/квадратный корень (p))

Максимальная скорость в бит/с < (1460/0,002) × (1/квадратный корень (0,000001))

Максимальная скорость в бит/с < 7,3 × 108 бит/с

Максимальная скорость в бит/с < 730 Мбит/с

Прогнозируемая по уравнению Матиса скорость превышает максимальную скорость 256 Мбит/с, которая была рассчитана без учета потерь, поэтому максимальной скоростью будет меньшее из двух рассчитанных значений, то есть 256 Мбит/с. Это разумный результат, поскольку каналы, соответствующие допустимому значению BER для Gigabit Ethernet, не оказывают отрицательного воздействия на производительность TCP.

Что происходит на нашем пороговом уровне беспокойства? В этом случае потери составляют 0,001%, или 1 пакет из 100000.

Максимальная скорость в соответствии с уравнением Матиса в бит/с < (MSS/RTT) × (1/квадратный корень (p))

Максимальная скорость в бит/с < (1460/0,002) × (1/квадратный корень (0,00001))

Максимальная скорость в бит/с < 2,3 × 108 бит/с

Максимальная скорость в бит/с < 231 Мбит/с

Поскольку полученное значение находится в пределах 10% от прогнозируемых 256 Мбит/с, его можно считать «приемлемым». Однако давайте посмотрим, что произойдет, если в линии будут потери 0,01% или 1 потерянный пакет из 10 000 пакетов?

Максимальная скорость в соответствии с уравнением Матиса в бит/с < (MSS/RTT) × (1/квадратный корень (p))

Максимальная скорость в бит/с < (1460/0,002) × (1/квадратный корень (0,0001))

Максимальная скорость в бит/с < 7,3 × 107 бит/с

Максимальная скорость в бит/с < 73 Мбит/с

Это значительно ниже прогнозируемых 256 Мбит/с. Подобное снижение скорости окажет заметное влияние на производительность приложения.

Мысленно вернувшись в начало статьи, вспомним о значении 3% и посмотрим, на что влияет такой уровень ошибок? Если использовать коэффициент ошибок в 3%, максимальная пропускная способность канала Gigabit Ethernet резко снизится:

Максимальная скорость в соответствии с уравнением Матиса в бит/с < (MSS/RTT) × (1/квадратный корень (p))

Максимальная скорость в бит/с < (1460/0,002) × (1/квадратный корень (0,02))

Максимальная скорость в бит/с < 4,2 × 106 бит/с

Максимальная скорость в бит/с < 4,2 Мбит/с

Такое резкое снижение скорости может легко привести к снижению производительности приложений.

Выводы

Теперь вы понимаете влияние ошибок интерфейса на пропускную способность TCP. Четко видно, что производительность системы между хостами быстро снижается. Поэтому любая частота ошибок интерфейса, превышающая 0,01%, должна вызывать тревогу и становиться поводом для немедленного проведения исследования и устранения причины. Надеюсь, что все вышеизложенное помогло объяснить, почему ошибки интерфейса должны вызывать такое беспокойство!

Появились вопросы или нужна консультация? Обращайтесь!

Вечный параноик, Антон Кочуков.

См. также:

Структура цикла и сверхцикла. Цифровой поток, передаваемый по сети, имеет стандартную логическую структуру — цикл (frame). Такая структура обеспечивает процедуры мультиплексирования и демультиплексирования, а также передачу служебной информации (управляющей, встроенной диагностики).

Поток Е1 по своей структуре может быть: неструктурированным, с цикловой структурой, с цикловой и сверхцикловой структурой.

Неструктурированный поток не разделен на канальные интервалы (обычно это каналы 64 Кбит/с).

Поток с цикловой структурой разделен на 32 канальных интервала от 0 до 31. Структура цикла определена Рекомендацией G.704 и приведена на рис. 3.10. Как видно из рисунка, цикл имеет длину 256 бит, каждый канальный интервал КИ имеет 8 бит, скорость с которой передается каждый бит, составляет 8000 Гц. Таким образом, скорость в каждом канальном интервале КИ составляет 8 бит х 8000 Гц = 64 000 Гц.

Сигнал FAS (Frame Alignment Signal) является сигналом цикловой синхронизации и передается в нулевом канальном интервале КИО нечетных по порядку следования циклов, т.е. циклов с номерами 0, 2, 4, … Сигнал NFAS передается в КИО четных циклов — 1, 3, 5, …

Распределение бит с 1 по 8 в цикле приведено в табл. 3.2.

Поток с цикловой и сверхцикловой структурой представляет собой объединение 16 циклов, пронумерованных от 0 до 15, в один сверхцикл (Multi frame), как показано на рис. 3.11.

Рис. 3.10. Структура цикла Е1

Распределение бит 1-8 цикла Е1

Сверхцикл делится на два подсверхцикла (SMF — Sub Multiframe) по 8 циклов каждый, обозначаемые SMFI и SMFII. SMF является блоком размером 2048 бит (8 строк по 256 бит). Значения бит 1-8 сверхцикла показаны в табл. 3.3.

В структуре сверхцикла сигнал FAS каждого цикла теряет свою значимость, так как необходимо иметь информацию о сверхцикле MFAS (Multi Frame Alignment Signal) в целом. Такая информация содержится в шестнадцатом канальном интервале нулевого цикла. Сигнал MFAS имеет вид 0000XYXX.

Рис. 3.11. Структура сверхцикла Е1

Значения бит 1-8 сверхцнкла

Во фреймах, не содержащих сигнал FAS, бит 1 в нулевом канальном интервале используется для передачи сигнала сверхцикловой структуры (001011) и двух бит индикации ошибки Е.

При объединении циклов в один сверхцикл, появляется возможность встроенной диагностики при использовании циклического кода с избыточностью (CRC-4 — Cyclic Redundancy Check), который формирует четыре бита С_} С₂ С₃ С₄. Эти биты располагаются на месте бита 1 (S,) в циклах, содержащих сигнал FAS. Процедура CRC-4 представляет собой простой математический расчет, заключающийся в следующем:

на этапе кодирования:

— биты CRC-4 в SMF заменяются двоичными нулями;

— поток бит SMF преобразуется в полином D(x):

D(x) = «2047 ^{х2047 +} «2046 *²⁰⁴⁶ + +«₂х¹ + х + a_Q>

где а = 0 или 1, степень х определяется позицией бита внутри SMF;

— БМЕ умножается на х⁴, затем делится по модулю 2 на образующий полином вида: С(х)= х⁴ + х +1:

х⁴?>(х)/С(х) = <2(х)+ к(х)1 С(х);

— результат деления запоминается и затем вставляется на соответствующие места бит С₁С₂С₃С₄ следующего 8МЕ.

на этапе декодирования:

— в принятом БМР биты С₁С₂С₃С₄ заменяются двоичными нулями.

— 8МР проходит обработку, аналогичную описанной выше.

— остаток от деления, полученный декодером, сравнивается с остатком, принимаемым в следующем подсверхцикле 8МР.

Если оба остатка от деления совпадают, то принимается решение, что ошибки в подсверхцикле отсутствуют. Если остатки не совпадают, то регистрируется наличие ошибки в подсверхцикле. Об этом оповещается противоположная сторона, путем установки одного бита Е в значение₁ равное 1 для каждого ошибочного подсверхцикла.

Значения битов Е всегда учитываются, даже если подсверхцикл БМР, который их содержит, является ошибочным, так как маловероятно, что биты Е сами будут искажены. Задержка между определением ошибочного подсверхцикла и установкой бита Е, указывающего на наличие ошибки, должна быть менее 1 секунды.

Процедура СЯС-4, являясь удобным методом контроля ошибок в процессе мониторинга, не отменяет необходимости проведения измерений ВЕЯ, так как ошибка, обнаруженная с помощью СЯС-4 необязательно соответствует одной битовой ошибке. Несколько битовых ошибок в подсверхцикле могут дать одну ошибку СИ.С-4 для блока.

Измерения параметров канального уровня потока Е1. Измерения канального уровня систем передачи являются наиболее важными для их эксплуатации, поэтому именно к ним относится большинство стандартов на нормы каналов и трактов систем передачи.

Измерения канального уровня можно разделить на несколько групп: анализа кодовых ошибок; цикловой и сверхцикловой структуры; измерения битовых и блоковых ошибок; параметров аналоговых сигналов, передаваемых в потоке Е1.

Анализ цикловой и сверхцикловой структуры. Причинами возникновения сбоев в цикловой и сверхцикловой структурах могут быть:

— битовые ошибки, находящиеся в канальных интервалах КИО и КИ16;

— неисправная работа каналообразующего оборудования;

— некорректное формирование последовательностей FAS и MFAS.

Наличие единичных битовых ошибок в КИО и КИ16 компенсируется алгоритмами поддержания цикловой и сверхцикловой синхронизации. Вероятность появления битовых ошибок в КИО и КИ16 в нескольких последовательных циклах невелика и может иметь место, если параметр ошибки приближается к величине BER = 10^-3, что свидетельствует о времени неготовности UAS тракта.

Неисправная работа каналообразующего оборудования приведет к появлению сигналов:

LOS (Loss of Signal) — потеря сигнала,

LOF (Loss of Frame) — потеря цикловой синхронизации,

AIS (Alarm Indication Signal) — сигнал индикации неисправности.

Правила генерации сигналов дефектов LOS и AIS определяются Рекомендацией G.775 и рассмотрены в гл. 2.

Измерения, связанные с цикловой и сверхцикловой структурой включают анализ сигналов FAS, MFAS и анализ ошибок по CRC-4, которые определяются Рекомендацией G.706. В большинстве приборов генерация ошибки FAS и MFAS производится при обнаружении ошибки в структуре этого сигнала без уточнения характера нарушения.

К сигналам о неисправности цикловой и сверхцикловой структуры относятся:

LOF (Loss of Frame) — потеря цикловой синхронизации.

CAS-LOM (Channel Associated Signalling-Loss of Multi Frame) — потеря сверхцикловой синхронизации.

CRC-LOM (Cyclic Redundancy Check — Loss of Multi Frame) — потеря сверхцикла CRC.

MAIS (Multi Frame Alarm Indication Signal) — сигнал индикации неисправности в сверхцикле.

MRAI (Multi Frame Remote Alarm Indication) — сигнал индикации неисправности в сверхцикле на удаленном конце.

Указанные сигналы несут полезную информацию о нарушениях цикловой и сверхцикловой структуры. Они используются в системе самодиагностики управления, а также могут генерироваться анализаторами потока El.

Параметр LOF регистрируется в следующих случаях: подряд принимаются 3 некорректных сигнала FAS и 3 сигнала NFAS, в которых бит 2 равен 0.

Сигнал FAS будет считаться восстановленным, если: в первом принимаемом цикле приходит корректный сигнал FAS,

во втором цикле на месте второго бита в КИО находится 1, а в третьем — присутствует корректный сигнал FAS.

Для того, чтобы избежать возможности регистрации сигнала FAS в тех циклах, где он не должен находиться, применяется следующая процедура. Если сигнал FAS определен в цикле N, то должна быть выполнена проверка двух условий: сигнал FAS отсутствует в следующем (N + 1) цикле и присутствует в цикле (N + 2). Несоблюдение одного или обоих этих требований может быть причиной новой проверки, инициированной в цикле (N + 2).

Сигнал CAS-LOM генерируется в случае приема двух последовательных MFAS с ошибкой. Сигнал CRC-LOM является сигналом о неисправности и генерируется в случае приема трех последовательных циклов с некорректным сигналом FAS или NFAS, а также, если обнаружены более чем 915 ошибок CRC в секунду. Сигнал MAIS генерируется в случае приема двух последовательных сверхциклов с количеством нулей менее 4-х. Сигнал MR AI генерируется в случае, если бит 6 в составе MFAS равен единице в двух последовательных сверхциклах.

Измерение битовых и блоковых ошибок. Нормы на параметры битовых и блоковых ошибок приведены в гл. 1, где рассмотрены основные положения Рекомендаций G.821, G.826 для долговременного нормирования, и гл. 2, где рассмотрены положения Рекомендаций М.2100/М.2101.1 для проведения экспресс-измерений.

Приказ № 92 Министерства связи РФ обобщил все три указанных документа и в настоящее время является единственным документом для паспортизации каналов и трактов первичной сети Министерства связи России. Этот приказ охватывает весь диапазон скоростей иерархии PDH. Все нормы разбиты на две группы: долговременные и оперативные, как показано на рис. 3.12. Долговременные нормы, в свою очередь, рассмотрены для каналов ОЦК (в соответствии с Рекомендацией 0.821) и для сетевых трактов (Рекомендация 0.826). Оперативные нормы соответствуют Рекомендации М.2100.

Рис. 3.12. Группы параметров трактов

В приказе помимо норм приведены методики расчета параметров каналов и трактов, исходя из особенностей структуры первичной сети Министерства связи России, т.е. деления ее на магистральную, внутризоновую, местную и абонентскую сети с соответствующими этому делению коэффициентами, учитывающими протяженность трактов.

Кроме норм на параметры ошибки, в документе нашли отражения нормы на фазовое дрожание в соответствии с Рекомендациями 0.171,0.823, 0.825.

Измерение параметров аналоговых сигналов. Эти измерения характерны только для систем передачи Е1, так как только в них осуществляется преобразование аналогового сигнала в цифровой. При эксплуатации тракта Е1 возникает задача оценки качества передачи по аналоговому каналу. Проведение измерений по всему перечню параметров, предусмотренных Приказом № 43 МС России от 15.04.96 «Нормы на электрические параметры каналов тональной частоты магистральной и внутризоновых первичных сетей» не оправдано на цифровой сети, поэтому производится только оценка аналоговой части тракта. При проведении измерений источником сигнала является генератор синусоидального сигнала, а приемником — анализатор потока, который восстанавливает из цифровой последовательности аналоговый сигнал и проводит анализ его параметров (см. рис. 3.3, а). Измерениям подлежат следующие параметры: частота сигнала, уровень тестового сигнала, уровень шума, соотношение сигнал/шум.

Измерение последних двух параметров реализовано не во всех современных анализаторах потока. Возможен и другой способ измерений: анализатор потока создает цифровой эквивалент синусоидального сигнала и вводит его в заданный канальный интервал внутри потока Е1 (рис. 3.3, б). Анализатор позволяет регистрировать: измеренное положительное пиковое значение амплитуды синусоидального сигнала в восьмиразрядном коде, смещение синусоидального сигнала относительно нулевого значения, измеренное отрицательное пиковое значение амплитуды синусоидального сигнала в восьмиразрядном коде.

⇐Физический уровень тракта Е1 | Измерения в цифровых системах передачи | Сетевой уровень потока Е1⇒